[0032] 下面结合附图，对本发明的馈能型半主动悬架系统的半主动控制方法做更加详细的阐述：
[0033] 如图1所示，本发明的一种馈能型半主动悬架系统的半主动控制方法，所述的半主动控制回路的原理图包括：直线电机M，三相整流器，MOS管S1，MOS管S2，二极管D1，二极管D2，电感LDC，超级电容组SC。所述直线电机M的输出端与三相整流器的输入端相连，所述三相整流器的两相输出端的正极与MOS管S1的漏极相连，所述MOS管S1的源极同时与二极管D2的负极以及电感LDC的一端相连，所述电感LDC的另一端同时与MOS管S2的漏极及二极管D1正极相连，所述二极管D1的负极与超级电容组SC的正极相连，所述超级电容组SC的负极同时与MOS管S2的源极、二极管D2的正极、三相整流器两相输出端的负极相连。
[0034] 当MOS管S1常开，MOS管S2起斩波作用，此时半主动回路工作于Boost模式；当MOS管S2常闭，MOS管S1起斩波作用，此时半主动回路工作于Buck模式。
[0035] 如图2所示，一种馈能型半主动悬架系统的半主动控制方法，通过天棚加地棚的悬架阻尼半主动控制策略得到直线电机所需输出的理想电磁阻尼力Fref，理想电磁阻尼力Fref除以电磁阻尼系数ki便得到所需的参考电流iref，通过电流传感器采集电机绕组中的实际电流值ireal，将参考电流iref与实际电流值ireal的差值e及差值变化率ec，输入到模糊-PI混合控制器，模糊-PI混合控制器输出两路脉冲信号控制半主动控制回路中的MOS管的开关，实现半主动控制。
[0036] 为此，本发明的具体方法步骤为：
[0037] 步骤1，搭建基于Buck和Boost两种模式的直流变换器的半主动控制回路；
[0038] 步骤2，通过速度传感器分别检测簧载部分的速度 和非簧载部分的速度 ，并输送至控制单元；
[0039] 步骤3，通过电流传感器采集直线电机绕组中的电流i输送至控制单元；
[0040] 步骤4，由直线电机输出端经整流器直接与充电装置连接时提供的电磁阻尼力FN和直线电机实际所需提供的电磁阻尼力FM，得到半主动控制回路改变其工作模式时的切换速度v0：
[0041] 步骤4.1，直线电机输出端经整流器直接与充电装置连接时提供的电磁阻尼力FN可表示为： 直线电机实际所需提供的电磁阻尼力FM可表示为：其中，ke为直线电机的反电势系数，ki为直线电机的推力系数，UC为半主动控
制回路中超级电容端电压，R为直线电机的等效内阻，α(0≦α≦1)为电流的跟踪系数。
[0042] 步骤4.2，当FM＝FN时，便可得到半主动控制回路改变其工作模式时的切换速度v0为：
[0043] 步骤5，将步骤2中采集到的速度信号 和 输送至天棚加地棚的半主动计算模块得到电机所需输出的参考作动力Fref： 其中cs为天棚阻尼系数，cg为地棚阻尼系数。
[0044] 步骤6，将步骤5中得到的参考作动力Fref除以电机的电磁阻尼系数ki得到电机绕组的参考电流iref；
[0045] 步骤7，将步骤6中得到参考电流iref与步骤2中电机绕组中的电流i的差值以及差值的变化率输送至模糊-PI混合控制器，模糊-PI混合控制器输出PWM控制信号控制半主动控制回路中的MOS管单周期的开关时间。
[0046] 当参考电流值iref与电机绕组中的实际电流值i差值的绝对值大于阀值e0(e0＞0)时，选择模糊控制器；当参考电流值iref与电机绕组中的实际电流值i差值的绝对值小于阀值e0(e0＞0)时，切换为PI控制器。
[0047] 依据馈能型半主动悬架系统的控制要求及控制特点，结合实际直线电机的参数标准，确定电流差值的基本论域为[-4，4]，单位为A；电流偏差变化率的基本论域为[-200，200]，单位为A/s；输出的占空比变化量的基本论域为[-0.6,0.6]。相应的，模糊推理输入的语言变量为E和EC，输出的PWM信号占空比的变化量d的语言变量为D。根据工程经验选取模糊子集为：{正大(PB)，正中(PM)，正小(PS)，零(ZE)，负小(NS)，负中(NM)，负大(NB)}。考虑模糊集合在模糊论域中分布的合理性，模糊论域通常设定为模糊集合元素个数的两倍左右，模糊论域设为：{6,5,4,3,2,1,0，-1，-2，-3，-4，-5，-6}。用αe、αec、αd分别表示电流的差值、差值的变化率及占空比增量的比例因子，具体值为：
[0048]
[0049]
[0050]
[0051] 模糊控制器的隶属度函数选择三角函数，对应的计算公式如下：
[0052]
[0053] 式中，j为隶属度函数曲线三角形的左端点的横坐标值，g为三角形右端点的横坐标值，q为三角形顶点对应的横坐标值。其中电流的差值e以及差值的变化率ec的隶属度函数曲线如图3所示，PWM占空比增量Δd的隶属度函数曲线如图4所示。
[0054] 隶属度函数曲线的陡峭程度决定了系统控制的灵敏度，曲线越陡峭控制的灵敏度则越高；曲线越平缓控制灵敏度也会逐渐降低，但系统的稳定性逐渐提升。当电机的绕组电流变化不大时，不应过大幅度的调整PWM信号的占空比，以免引起系统的波动，因此，靠近子集ZE的隶属度函数曲线应较平缓，具体如图3中的模糊子集PS和NS所示。
[0055] 模糊控制器可大大降低系统的动态误差，PI控制器可减小系统的稳态误差，将模糊控制器和PI控制器组合可在很大程度上提升实际电流对参考电流的跟踪效果，保证系统电磁阻尼力的准确输出，进而提升悬架系统的行驶平顺性。
[0056] 步骤8，步骤2中采集到的簧载部分速度 减去非簧载部分的速度 得到电机的绝对运动速度v；
[0057] 步骤9，将步骤4中的切换速度v0与电机的绝对运动速度v比较，当v＜v0时，半主动控制回路工作于Boost模式；当v＞v0时，半主动控制回路工作于Buck模式。
[0058] 步骤10，结合步骤7和步骤9实现电机绕组中的电流i对参考电流iref的准确快速跟踪，进而实现电机电磁阻尼力的有效输出，达到提升悬架行驶平顺性的目的。
[0059] 应理解上述施例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围，在阅读了本发明之后，本领域技术人员对本发明的各种等价形式的修改均落于本申请所附权利要求所限定的范围。
