[0085] 以下结合附图对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明的部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的其他所有实施例，都属于本发明的保护范围。
[0086] 本发明所使用的三相电压型PWM变换器主电路拓扑结构如图1所示，图中，uga、ugb、ugc分别为交流侧三相电压，iga、igb、igc分别为交流侧三相电流，vga、vgb、vgc分别为变换器输入侧三相电压，Udc为直流母线电压，L和R分别为进线电感及其等效电阻，C为直流滤波电容，直流侧负载由电阻RL等效表示。
[0087] 三相电压型PWM变换器的数学模型可通过坐标变换转换到两相静止坐标系中，表示为
[0088]
[0089] 其中，ugα、ugβ分别为α轴、β轴电网电压，igα、igβ、vgα、vgβ分别为变换器α轴、β轴的输入电流和输入电压。如图3所示，两相静止α、β坐标系下变换器输入电压可分别由8个电压矢量表示，其中6个为非零矢量(V1～V6)，2个为零矢量(V0，V7)。
[0090] 根据上述PWM变换器，本发明公开了一种三相电压型PWM变换器的滑模功率抵消直接功率控制方法，依次包括以下步骤：
[0091] (1)分别利用电压互感器和电流互感器采集三相电压型PWM变换器的三相电网电压uga、ugb、ugc，三相输入电流iga、igb、igc，和直流母线电压Udc；
[0092] (2)将采集到的三相电网电压和三相输入电流经过3/2坐标变换模块得到两相静止坐标系下的电网电压ugα、ugβ和输入电流采样值igα、igβ，并计算出瞬时有功功率p与瞬时无功功率q，其中，下标gα、gβ均为区分作用，并非变量；
[0093] 根据瞬时功率理论，可得瞬时有功功率p和瞬时无功功率q分别为
[0094] p＝1.5(ugαigα+ugβigβ)
[0095] q＝1.5(ugβigα-ugαigβ) (1)
[0096] 这里，ugα和ugβ分别为两相静止坐标系下的电网电压，igα、igβ分别为两相静止坐标系下的输入电流采样值，上述四个值均为已知；
[0097] (3)将三相电网电压信号经过软件锁相环得到电网电压位置角θ，并将电网电压位置角θ分为0°～60°、60°～120°、120°～180°、180°～240°、240°～300°和300°～360°六个扇区；
[0098] (4)将直流母线电压参考值 与步骤(1)得到的直流母线电压实际值Udc做差，经过自适应函数构造的滑模控制器得到电流参考值 电流参考值 与直流母线电压实际值
Udc相乘得到有功功率参考值pref，且设无功功率的参考值qref为0；直流母线电压参考值根据经验设定，为定值，上标ref为区分作用，并非变量；
[0099] 电流参考值 的计算过程为：首先选取系统的状态变量为
[0100]
[0101] 式中, 为直流母线电压参考值，Udc为直流母线电压实际值，x1为自定义的中间变量；
[0102] 设计自适应连续变结构中的开关面切换函数为s＝x1，以自适应连续函数重新构造变结构控制的趋近律，趋近律构造为：
[0103]
[0104] 其中， k1、k2均为调节系数，k1>0，k2>k1>0，m为(1+e-s)的次数，n为切换函数s的次数，1
[0105] 当系统远离开关面，即s较大时，指数函数项k2s|s|n起主要作用，由于n为大于1的常数，|s|n的引入使得系统在远离开关面的阶段有更大的趋近速度，显著加快了到达阶段的趋近运动，较传统的指数趋近律进一步缩短了趋近时间，而且随着s的减小使运动点到达开关面时的速度很小。当系统的趋近点逼近开关面，即s接近于零时，自适应连续函数的引入随着s值的变小使得趋近速度自适应变小，实现了到达阶段趋近开关面的平滑过渡，最终在接近稳态时确保了系统低速趋近，较传统的等速趋近大大减小了系统输出的抖振。
适当增大n同时减小m，可以加快到达阶段的趋近速度，同时减小系统输出抖振。
[0106] 对式(2)求导，由于 是给定值，故求导结果为：
[0107]
[0108] 根据三相PWM整流器在d、q坐标系下直流侧的电流关系式
[0109]
[0110] 式中，C为直流侧电容。
[0111] 根据式(4)和式(5)可得：
[0112]
[0113] 其中，id和iq分别为同步旋转坐标系下的网侧电流，sd和sq分别为同步旋转坐标系下d、q轴开关函数，iR为负载电流，下标d、q、R和dc均为区分作用，并非变量。
[0114] 将式(4)代入式(6)，可得
[0115]
[0116] 假定输入电压为三相对称电压，稳态时，有 eq＝0, iq＝0，其中，ed和eq分别为三相PWM整流器在两相旋转坐标系中的电网电压，URMS
为电网电压有效值，下标RMS为区分作用，并非变量；
[0117] 由三相PWM整流器在同步旋转坐标系下的数学模型
[0118]
[0119] 可推导出：
[0120]
[0121] 其中，ω为电网电压的角频率,R和L分别表示PWM变换器的电阻和电感值；
[0122] 将式(9)其代入式(7)中，可得：
[0123]
[0124] 稳态时，有 即 那么式(9)可改写为
[0125]
[0126] 即得同步旋转坐标系下的d轴电流参考值
[0127] (5)通过步骤(2)得到的两相静止坐标系下的电网电压ugα、ugβ、瞬时有功功率p与瞬时无功功率q和图3中的8种不同的电压矢量，计算出相应电压矢量作用下有功功率变化率和无功功率变化率；
[0128] 对式(1)进行微分，并假设三相电网电压平衡且正弦，可得瞬时有功功率p和瞬时无功功率q的微分分别为：
[0129]
[0130]
[0131] 其中，ω为电网电压的角频率，R和L分别表示PWM变换器的电阻和电感值，p和q分别表示瞬时有功功率和瞬时无功功率，vgα和vgβ分别表示变换器α轴、β轴的输入电压，根据式(12)可以得出在不同电压矢量作用下的有功功率变化率和无功功率变化率，如图2所示，图2(a)表示有功功率为1000W无功功率为0Var时，变换器输入侧电压矢量下的有功功率变化率，图2(b)表示有功功率为1000W无功功率为0Var时，变换器输入侧电压矢量下的无功功率变化率，从图2中可以直观的看出，零矢量可以缓冲有功、无功功率的变化，有效地减小功率纹波，改善稳态性能。
[0132] (6)在不同扇区根据有功功率变化率和无功功率变化率，分别得出8种不同电压矢量中能同时使有功功率增加且无功功率增加、有功功率增加且无功功率减少的两个非零矢量，以及使有功功率减少且无功功率增加、有功功率减少且无功功率减少的一个非零矢量，为抵消零矢量对有功功率的影响再寻找另一非零电压矢量，即使有功功率减少且无功功率增加、有功功率减少且无功功率减少的两个非零矢量，再考虑零矢量的加入，即每个扇区可得到4组均包括两个非零矢量和一个零矢量的矢量组合，则电网电压在0°～360°区间内，可得出24组矢量组合；
[0133] 如图5所示，在预测无差拍直接功率控制矢量表中，一个控制周期内同时引入矢量表选择的一个非零矢量和一个零矢量，但该方法只能根据有功功率参考值计算各个矢量的作用时间，进而改善有功功率的稳态纹波。因此本发明旨在能够同时根据有功功率参考值、无功功率参考值计算各个矢量的作用时间，在一个控制周期内同时引入两个非零矢量和一个零矢量，进而可以同时明显改善有功、无功功率的稳态纹波。根据图2可以得出，在每个扇区既能使有功功率增加且无功功率增加和既能使有功功率增加且无功功率减少的非零矢量有两个，而既能使有功功率减少且无功功率增加和既能使有功功率减少且无功功率减少的非零矢量只有一个，为此须再选择一个非零矢量。由图2可知，在第Ⅳ扇区内，为使有功功率减少且无功功率增加，预测无差拍直接功率控制选择V5和V0作用，但V5的有功功率变化率fPv5随θ呈正弦变化，而V0的有功功率变化率fPv0为恒定值，其中fPv5<0，fPv0>0且fPv0较大，可见在一个控制周期tsc内，如果想要使P减少，则V5的作用时间t1与V0的作用时间t0必然满足：
t1>t0。此时，V5的无功功率变化率fQv5随θ呈正弦变化，fQv0是恒定值，其中fQv5>0且fQv0>0，则在tsc内，V5和V0使无功功率持续增加并超出参考值，导致无功功率波动较大，即有功功率与无功功率之间存在耦合特性。为解决此问题，需在第Ⅳ扇区内再寻找一非零矢量且该矢量对有功功率的影响须抑制抵消零矢量V0对有功功率的影响，由图2可知只有V4符合。此时，在第Ⅳ扇区内使有功功率实际值减少且无功功率实际值增加应选择两个非零矢量V4、V5和一个零矢量V0，再根据P、Q、有功功率参考值pref、无功功率参考值qref，来计算矢量的作用时间，这样，就可以使无功功率的波动得到抑制。同理在其它扇区均可以找到另一非零矢量，即得优化的开关矢量表，如图6所示。根据有功、无功功率的实际值和参考值比较得出实际值的变化趋势，再根据电网电压位置角所在扇区从改进矢量表中选择相应的电压矢量组。
其中，下标Pv5、Pv0、Qv0及Qv5均为区分作用，并非变量。
[0134] (7)将步骤(2)得到的有功、无功功率的实际值和步骤(4)得到的有功功率参考值pref、无功功率参考值qref比较，得出有功功率实际值和无功功率实际值的变化趋势；
[0135] (8)根据步骤(7)得到的有功、无功功率在不同扇区内受不同电压矢量作用时的变化趋势，建立改进矢量表；
[0136] (9)根据电网电压位置角所在扇区和有功、无功功率实际值的变化趋势，从步骤(8)中得到的改进矢量表中选择相应的电压矢量组，并根据该矢量组各个矢量对有功、无功功率的变化率和有功、无功功率的参考值与实际值的差值进行计算，得出相应矢量作用的时间t0、t1、t2；
[0137] 假设选择的非零矢量和零矢量在k时刻对应的有功功率的变化率分别为fp1、fp2和fp0，无功功率的变化率分别为fq1、fq2和fq0，k时刻的有功功率、无功分别为pk、qk，则在k+1时刻的有功功率pk+1、无功功率qk+1分别为
[0138] pk+1＝pk+fp1t1+fp2t2+fp0(tsc-t1-t2)
[0139] qk+1＝qk+fq1t1+fq2t2+fq0(tsc-t1-t2) (13)
[0140] 其中，t1和t2表示两个非零矢量的作用时间，tsc表示控制采样周期，下标p1、p2、p0、q1、q2、q0、sc均为区分作用，并非变量，上标k表示时间；
[0141] 假设在k+1时刻有功、无功功率分别等于参考值pref、qref，由式(13)可求得非零矢量的作用时间t1、t2和零矢量的作用时间t0分别为：
[0142]
[0143]
[0144] t0＝tsc-t1-t2 (14)
[0145] 开关状态的控制应遵循开关次数最少原则，因此，对式(14)做如下改进
[0146]
[0147]
[0148]
[0149] 当在某个开关周期内，两个非零矢量的作用时间t1+t2>tsc时，则在该周期内零矢量不作用，两个非零矢量的作用时间调整为：
[0150]
[0151]
[0152] 其开关模式生成方法如图7所示。
[0153] (10)将步骤(9)得到的控制矢量作用的时间t0、t1、t2转换为控制功率器件的开关信号。
[0154] 图8、图9为采用传统指数趋近律性能图，图10、图11为本发明趋近律性能图。由图8、图9和图10、图11可以看出，采用传统指数趋近律的到达阶段速度缓慢，输出抖振大，而采用本发明的趋近律明显提高了到达阶段的趋近速度，并且抑制了系统的输出抖振。
[0155] 图13(a)为采用预测无差拍直接功率控制矢量表的交流侧a相电流波形图，图13(b)为采用预测无差拍直接功率控制矢量表的交流侧a相频谱图，图14(a)为采用改进矢量表的交流侧a相电流波形图，图14(b)为采用改进矢量表的交流侧a相频谱图，由图13和图14对比可明显看出，采用改进矢量表可以减小电流畸变，容易获得更高的电能质量，且电流的总谐波畸变由7.64％降到0.9％。
[0156] 图15为采用预测无差拍直接功率控制矢量表的有功、无功功率实验波形，图16为采用滑模功率抵消直接功率控制改进矢量表的有功、无功功率实验波形，由图15和图16对比可明显看出，采用改进矢量表可同时明显减小有功功率、减小无功功率的波动。
[0157] 综上所述，本发明方法控制算法简单，易于实现，能够提高到达阶段的趋近速度，抑制系统的输出抖振，同时抑制有功功率和无功功率的稳态纹波，而且电流畸变率低，使系统具有优良的动静态性能。
