[0055] 以下结合附图对本发明作进一步说明。
[0056] 改进的基于全通滤波器的两通道IIR正交镜像滤波器组设计方法的具体步骤如下:
[0057] 步骤一、根据设计要求,确定全频带上的频率点数L、两个全通滤波器的阶数N1和N2、分析滤波器中的低通滤波器的通带截止频率ωp,阻带截止频率ωs,令迭代初始系数k=0,第k次的全通滤波器系数ai(k)=0,初始加权值Wi=1,i=1,2;其中N1=N2+1;
[0058] 步骤二、确定全通滤波器的实际相位误差及整体失真传输函数T(ejω)的实际相位误差。
[0059] 2.1.确定全通滤波器的理想相位
[0060] 全通滤波器的理想相位在ω∈[0,π]的频率带上满足:当IIR滤波器的相位满足ω=0时,相位是0;当ω=π时,相位满足θ(π)=-Nπ;此时全通滤波器是稳定的;全通滤波器的理想相位分别是θd1(ω)=-N1ω+0.25ω和θd2(ω)=-N2ω-0.25ω。
[0061] 2.2.求全通滤波器的实际相位误差
[0062] 通过(1)、(2)、(3)式分别得到全通滤波器的表达式、全通滤波器的实际相位表达式和全通滤波器的实际相位误差,其中ω∈[0,2ωp],i=1,2。
[0063]
[0064]
[0065] θei(ω)=θi(ω)-θdi(ω) (3)
[0066] 其中ai(n)表示滤波器系数ai的第n个元素,n=1,2,…,Ni;
[0067] 2.3.求整体失真传输函数T(ejω)的实际相位误差θeT(ω)
[0068] 式(4)、式(5)、式(6)分别为整体失真传输函数 的理想相位、实际相位和实际相位误差,其中ω∈[0,ωp]。
[0069] θdT(ω)=θd1(2ω)+θd2(2ω)-ω (4)
[0070] θT(ω)=θ1(2ω)+θ2(2ω)-ω (5)
[0071] θeT(ω)=θT(ω)-θdT(ω) (6)
[0072] 其中θ1(2ω)、θ2(2ω)、θd1(2ω)、θd2(2ω)分别表示为式(7),式(8),式(9)和式(10)
[0073]
[0074]
[0075] θd1(2ω)=-2N1ω+0.5ω (9)
[0076] θd2(2ω)=-2N2ω+0.5ω (10)
[0077] 步骤三、求解得出第k次迭代下全通滤波器的滤波器系数ai(k)。
[0078] 3.1.得到目标优化函数表示为
[0079] min W1||θe1(ω)||+W2||θe2(ω)||+||θeT(ω)|| (11)
[0080] 式(7)中的θe1(ω)、θe2(ω)和θeT(ω)依次是指全通滤波器A1(ejω)、A2(ejω)和整体失真传输函数T(ejω)的实际相位误差。
[0081] 该目标优化函数是最大最小化问题,同时也是一个非线性的问题,步骤3-2可将该非线性问题转换为线性问题;
[0082] 3.2.计算第k-1次迭代所得的θei(ω)关于系数ai(k-1)的一阶偏导数 如式(12)所示。
[0083]
[0084] 3.3.计算第k次迭代时全通滤波器Ai(ejω)的相位误差θei(ω)如式(13)所示。
[0085]
[0086] 式(13)中,△i代表第k次迭代时全通滤波器Ai(ejω)的系数增量,Δi=ai(k)-ai(k-1)。
[0087] 计算第k次迭代时整体失真传输函数T(ejω)的实际相位误差θeT(ω)如式(14)所示。
[0088]
[0089] 3.4.第k次迭代时优化目标函数表示为凸优化问题进行求解,确定第k次迭代的系数增量△1和△2。
[0090]
[0091] 步骤四、若式(16)不成立,则转到步骤五。若式(16)成立,则将ai(k)作为最终设计出的全通滤波器Ai(ejω)的系数,迭代结束。
[0092]
[0093] 式(16)中,Ek是第k次迭代中目标函数的最大值,Ek-1是第k-1次迭代中目标函数的最大值。μ为设定阈值。
[0094] Ek=max(W1|θe1(a1(k),ω)|)+max(W2|θe2(a2(k),ω)|)+max(|θeT(a(k),ω)|) (17)[0095] 步骤五、根据群延迟误差的包络计算加权值Wi
[0096] 首先计算出第k次迭代的群延迟误差 其中gdi表示第k次迭代的全通滤波器Ai(ejw)的实际群延迟,τdi表示全通滤波器Ai(ejω)的理想群延迟;然后计算出 的包络 如果不满足 使 然后令 k
=k+1,返回步骤三;否则的话直接令 k=k+1,返回步骤三。其中ε为设定阈值。
[0097] 为了本发明的有效性,对本发明进行了计算机模拟仿真。
[0098] 模拟仿真中的设计要求:全通滤波器阶数N1=9,N2=8,全频带上的频率点数L为8N1+1,通带截至频率ωp=0.4π,阻带截止频率ωs=0.6π,最小化重构误差,最大化阻带衰减。
[0099] 用本发明的设计方法,经过10次迭代,得到最终滤波器的滤波器系数,如表1所示,表1中的系数所画出的全通滤波器A1的相位误差如图1所示,表1中的系数所画出的全通滤波器A2的相位误差如图2所示。其对应的QMFB幅频响应、重构误差频率响应和相位误差响应如图3、图4和图5所示。
[0100] 表1本发明方法设计的QMFB中全通滤波器A1和A2的系数表
[0101]
[0102] 最后用得出的滤波器系数,计算出低通分析滤波器的最大阻带衰减(PSR),通带最大群延迟误差(MVPGD),QMFB重构响应的最大相位误差(MVPR),最大群延迟误差(MVGR),以及重构响应误差(MVFBR)。计算公式如下:
[0103]
[0104]
[0105]
[0106]
[0107]
[0108] 其中,H0(ejω)为所得低通分析滤波器的幅度响应;gd为QMFB的理想群延迟;T(ejω)[0109] 为整体失真传输函数。计算得出的指标如表2所示。
[0110] 本发明所得的QMFB与Lee和Shieh设计方法所得的QMFB指标对比如表2所示。
[0111] 表2本发明与Lee和Shieh方法关键指标比较
[0112]
[0113] 从表2可以看出,本发明的设计方法所得的QMFB在上述各项关键指标上都明显优于Lee和Shieh的设计方法。