[0034] 以下将结合附图对本实用新型提供的技术方案作进一步说明。
[0035] 参见图1，所示为本实用新型宽带连续型Doherty功率放大器的结构框图，至少包括功分器、相位补偿线、载波功率放大模块、峰值功率放大模块和后匹配网络。功分器用于将输入功率进行等分，并分别输出给载波功率放大模块、峰值功率放大模块。其输入端与射频信号输出端连接，分为两路输出分别连接载波功率放大模块、峰值功率放大模块；载波功率放大模块至少包括相位补偿线、载波功放输入偏置/匹配网络、功率放大晶体管、偏置网络和载波阻抗匹配网络；峰值功率放大模块包括、峰值功放输入匹配/偏置网络、功率放大晶体管、偏置网络、峰值谐波抑制/匹配网络和相位补偿线；载波功率放大模块和峰值功率放大模块输出，经后匹配网络与负载相连接，后匹配网络采用椭圆低通滤波网络。
[0036] 上述电路结构中，载波阻抗匹配网络的电路结构如图2所示，由微带线TL1、TL2、TL3、TL4和隔直电容C1组成。其中，微带线TL1的一端与功率放大晶体管的漏极相连，微带线TL1的另一端与微带线TL2的一端相连，微带线TL2的另一端与微带线TL3的一端相连，微带线TL3的另一端与隔直电容C1的一端相连，隔直电容C1的另一端与微带线TL4相连。最后，微带线TL4的另一端与后匹配电路的输入端相连。该网络使得载波功率放大器在饱和输出功率和6dB输出功率回退两种情况下都实现较高的效率。
[0037] 上述电路结构中，峰值谐波抑制/匹配网络的电路结构如图3所示，由微带线TL5、TL6、TL7、TL8、TL9、TL10和一个隔直电容C2组成，其中，TL5的一端与功率放大晶体管的漏极相连，TL5的另一端与微带线TL6的一端相连，微带线TL6的另一端与微带线TL7、TL8、TL9的一端相连，其中微带线TL7、TL8的另一端保持开路，TL9的另一端与微带线TL10的一端相连，微带线TL10的另一端与隔直电容C2的一端相连。最后，隔直电容C2的另一端与一条特征阻抗为50欧姆的微带线TL11相连。微带线TL11是一条相位补偿线，使得工作频带内反向峰值基波阻抗ZP1ˊ在6dB输出功率回退时处于或接近开路区域，并且反向峰值二次谐波阻抗ZP2ˊ处于或接近短路区域。另外，微带线TL7、TL8分别为对应于两个二次谐波频点的四分之一波长线，起到了谐波抑制的作用。
[0038] 上述电路结构中，后匹配网络包括微带线TL12、TL13、TL14、TL15、TL16、TL17、TL18和TL19，其中，微带线TL12的一端作为后匹配网络的输入端与载波功率放大模块和峰值功率放大模块的输出端相连，微带线TL12的另一端与微带线TL13、TL15的一端相连，微带线TL13的另一端与微带线TL14的一端相连，微带线TL14的另一端保持开路，微带线TL15的另一端与微带线TL16、TL18的一端相连，微带线TL16的另一端与微带线TL17的一端相连，微带线TL17的另一端保持开路，微带线TL18的另一端与微带线TL19的一端相连，信号由此输出。
[0039] 参见图2，所示为本实用新型中载波阻抗匹配网络的电路结构。本实用新型舍弃了传统Doherty结构中的四分之一波长线，采用四条串联微带线组成的匹配网络，通过仿真软件优化，可以在6dB输出功率回退情况下，将25欧姆的终端负载匹配到最佳负载阻抗区域；同时在饱和输出功率情况下，终端负载换成50欧姆时，该阻抗匹配网络也可以匹配到最佳负载阻抗区域。
[0040] 参见图3，所示为本实用新型中所涉及的峰值谐波抑制/匹配网络和相位补偿线。谐波抑制网络将对由峰值功放生成的二次谐波信号进行有效限制，以防输入后匹配网络中。该谐波抑制网络由微带线TL7和TL8组成。先选定两个二次谐波抑制频点fs1和fs2，再根据以下公式确定两条微带线的参数：
[0041]
[0042]
[0043] 其中Z7和Z8分别为微带线TL7和TL8的特征阻抗，θ7和θ8分别为微带线TL7和TL8的电长度，而Zfs1和Zfs2分别为微带线TL7和TL8的输入阻抗。然后通过仿真软件优化微带线TL5、TL6、TL9和TL10的参数，使得整个峰值谐波抑制/匹配网络实现将50欧姆的终端负载匹配到功率放大晶体管的最佳负载阻抗。最后通过调整相位补偿线的长度，使得反向基波阻抗在史密斯圆图上的位置处于或接近于开路区域，同时使得反向二次谐波阻抗在史密斯圆’图上的位置处于或接近于短路区域。图8是本实用新型中所涉及的反向峰值基波阻抗ZP1 和’
反向峰值二次谐波阻抗ZP2的仿真结果，符合上述设计目标。
[0044] 参见图4，所示为本实用新型中所涉及的后匹配网络。该网络是将图5中所示的椭圆低通滤波结构的集总参数元件用微带线等效替换得到的，替换过程所用到的计算公式如下所示：
[0045]
[0046]
[0047] 其中lL和lC分别表示替换电感和电容的微带线长度，ZL和ZC分别表示替换电感和电容的微带线的特征阻抗，vp和β分别表示微带线的相速度和传播常数，L和C分别表示电感值和电容值。而上述椭圆低通滤波结构的设计过程如下：首先设计一个阻抗转换比为25：50的六阶切比雪夫低通滤波结构，再用电容和电感的串联电路替换电容C1和电容C2。替换后所得到的结构就是本实用新型所采用的改进后的椭圆低通滤波结构，该结构可以在阻带内形成两个传输零点从而对从载波功率放大模块输入的谐波信号进行有效抑制。替换过程所使用的计算公式如下所示：
[0048]
[0049]
[0050]
[0051]
[0052] 其中，fTZ1和fTZ2表示选定的两个传输零点对应的频率，fH则表示截止频率。图6展示了本实用新型中所涉及的改进的椭圆低通滤波网络的S参数，从图中可以直观地看出在工作频带内S11的值优于‑30dB，而二次谐波频段内S22的值优于‑26dB。从仿真数据可以发现该结构十分符合本实用新型的设计目的。另外，图7展示本实用新型中所涉及的后匹配网络输入阻抗ZPMN的实部与虚部。从图中可以看出ZPMN的实部在整个工作频带内十分接近25欧姆的目标值，而且虚部也接近理想值0。
[0053] 参见图9，所示为本实用新型一种宽带连续型Doherty功率放大器的大信号特性仿真结果示意图。从结果可以看出，所设计的宽带连续型Doherty功率放大器的工作带宽为2.8‑3.6GHz，覆盖了3.3‑3.6GHz的5G商用频段。饱和状态下的漏极效率为70.5‑77％，饱和输出功率为43.1‑44.6dBm。而在输出功率回退6dB时其漏极效率48‑54％。
[0054] 参见图10，所示为本实用新型宽带连续型Doherty功率放大器的设计流程图，至少包括以下步骤：
[0055] 步骤S1：根据目标频带设计一宽带等分功分器；
[0056] 步骤S2：构建Doherty功率放大器结构，在目标频带内，对所使用的功率放大器进行源牵引和负载牵引，得到最佳功率和最佳效率点的阻抗；
[0057] 步骤S3：根据S2得到的最佳源阻抗设计输入匹配电路；
[0058] 步骤S4：根据S2得到的最佳负载阻抗设计载波功放的阻抗匹配网络，其中，在6dB输出功率回退情况下，将25欧姆的终端负载匹配到最佳负载阻抗；同时在饱和输出功率情况下，终端负载为50欧姆时，该阻抗匹配网络也匹配到最佳负载阻抗；
[0059] 步骤S5：根据S2得到的最佳负载阻抗设计峰值功放的阻抗匹配网络，其中，在饱和输出功率情况下，将50欧姆的终端负载匹配到最佳负载阻抗，同时选定两个二次谐波频点设计两条终端开路的四分之一波长线以达到谐波抑制的目标；
[0060] 步骤S6：设计后匹配电路，其中，先用电容和电感设计一个输入输出阻抗比为25:50的六阶切比雪夫低通滤波结构，再将其中两个电容C1、C2替换为电容和电感的串联电路，最后用微带线替代电容和电感；
[0061] 步骤S7：设计相位补偿线电路，其中，使得工作频带内反向峰值基波阻抗ZP1ˊ在6dB输出功率回退时处于或接近开路区域，并且反向峰值二次谐波阻抗ZP2ˊ处于或接近短路区域；
[0062] 步骤S8：将上述设计电路搭建为整体电路，得到宽带连续型Doherty功率放大器；并对整体电路进行优化。
[0063] 以上实施例的说明只是用于帮助理解本实用新型的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本实用新型原理的前提下，还可以对本实用新型进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本实用新型权利要求的保护范围内。
[0064] 对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本实用新型。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本实用新型的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本实用新型将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。
